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回路電阻測(cè)試儀高功率應(yīng)用需求
回路電阻測(cè)試儀高功率應(yīng)用需求
雙相位升壓電路中，如表2所示。每個(gè)相位的工作方式都很像前述的單相位升壓轉(zhuǎn)換器回路電阻測(cè)試儀。這兩個(gè)轉(zhuǎn)換器會(huì)以反相180度的方式動(dòng)作，使得輸入和輸出電容的漣波電流互相抵消；藉由這種方式，設(shè)計(jì)人員就能選擇性地減少零件數(shù)目，或者使用與單相位設(shè)計(jì)相同的零件數(shù)目，但是提高電路的工作效能。交錯(cuò)式升壓設(shè)計(jì)會(huì)強(qiáng)迫兩個(gè)功率級(jí)共同提供輸出電流，使得電源輸出由它平均分擔(dān)；另一方面回路電阻測(cè)試儀電網(wǎng)的**，如果工程師不採用這種設(shè)計(jì)，其中一個(gè)功率級(jí)的電流輸出就會(huì)遠(yuǎn)大于另一個(gè)功率級(jí)，使得塬有的漣波消除優(yōu)點(diǎn)化為烏有。可靠性高。開通困難。
微處理器內(nèi)部的集成晶體管數(shù)量急劇增加回路電阻測(cè)試儀，信息技術(shù)特別是微處理器領(lǐng)域迅猛發(fā)展。如圖1所示，對(duì)分布式電源系統(tǒng)的供電性能提出了更高的要求。分布式電源系統(tǒng)中的核心部件—電壓調(diào)節(jié)模塊（VoltagRegulModul簡稱 VRM發(fā)展趨勢(shì)是1輸入母線電壓不斷提高，未來的計(jì)算機(jī)VRM將把輸入母線電壓提高到48V減小母線損耗，提高效率，同時(shí)大大減小輸入濾波器的體積，提高電壓調(diào)節(jié)的瞬態(tài)響應(yīng)速度。2輸出電壓越來越低，輸出電流越來越大，滿足計(jì)算機(jī)芯片對(duì)電源容量的不斷增加，而且低的穩(wěn)態(tài)工作電壓可以提高微處理器的速度。3負(fù)載變化率越來越高，要求VRM有更好的瞬態(tài)響應(yīng)性能。圖2Intel公司CPU工作電壓電流發(fā)展趨勢(shì)圖，負(fù)載變換率在不遠(yuǎn)的未來將會(huì)高達(dá)150A /u② 直流變壓器中不含有大的儲(chǔ)能元件;儲(chǔ)能元件小是保證頻帶寬度的條件，這就要求系統(tǒng)占空比盡量接近1系統(tǒng)濾波元件小。
漏感Lr越大越容易實(shí)現(xiàn)開關(guān)管零電壓 開通。開關(guān)管并聯(lián)電容有利于開關(guān)管的零電壓關(guān)斷，③ 實(shí)現(xiàn)零電壓開關(guān);實(shí)現(xiàn)零電壓開關(guān)有助于提高變換效率。但同時(shí)造成了零電壓針對(duì)現(xiàn)代電源變頻調(diào)幅的要求，提出了利用PIC16F873產(chǎn)生SPWM波控制IR2136觸發(fā)IGBT產(chǎn)生PWM波作用于逆變器產(chǎn)生標(biāo)準(zhǔn)的正弦波形，從而實(shí)現(xiàn)變頻調(diào)幅。同時(shí)利用AD模塊對(duì)逆變橋輸出進(jìn)行采樣并進(jìn)行濾波處理回路電阻測(cè)試儀，實(shí)現(xiàn)對(duì)系統(tǒng)的PI閉環(huán)控制。通過MA TLA B中的SIMULINK組件進(jìn)行仿真分析，結(jié)果表明此方案輸出電壓動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度快，具有良好的精度控制及實(shí)時(shí)性、波形失真小軟件設(shè)計(jì)的核心部分是SPWM信號(hào)的產(chǎn)生。本設(shè)計(jì)采用三角波作為載波、正弦波作調(diào)制波的對(duì)稱規(guī)則采樣法較為經(jīng)典，得到一系列幅值相等但寬度不等的矩形波。然后使用在線計(jì)算的方法計(jì)算矩形波的占空比：
即有N=fc/fr.其中fc為載波頻率，設(shè)N為載波調(diào)制波比。fr為調(diào)制波頻率。本系統(tǒng)的SPWM信號(hào)由單片機(jī)產(chǎn)生，故載波頻率可由下式計(jì)算：變壓器砍級(jí)電壓e2一個(gè)方向和大小都隨時(shí)間變化的正弦波電壓，波形如圖5-2a所示。0K時(shí)間內(nèi)，e2為正半周即變壓器上端為正下端為負(fù)。此時(shí)二極管承受正向電壓面導(dǎo)通，e2通過它加在負(fù)載電阻Rfz上，π～2π 時(shí)間內(nèi)，e2為負(fù)半周回路電阻測(cè)試儀，變壓器次級(jí)下端為正，上端為負(fù)。這時(shí)D承受反向電壓，不導(dǎo)通，Rfz上無電壓。π～2π 時(shí)間內(nèi)，重復(fù)0π 時(shí)間的過程，而在3π～4π時(shí)間內(nèi)，又重復(fù)π～2π 時(shí)間的過程…這樣反復(fù)下去，交流電的負(fù)半周就被“削”掉了只有正半周通過RfzRfz上獲得了一個(gè)單一右向（上正下負(fù)）電壓，如圖5-2b所示，達(dá)到整流的目的但是負(fù)載電壓Usc以及負(fù)載電流的大小還隨時(shí)間而變化，因此，通常稱它為脈動(dòng)直流。其次看其他系統(tǒng)需要的輔助功能，比如需不需要電池充電管理，ADCRTC比較器等。
功能越全越好，當(dāng)然PMU也不是越復(fù)雜?？紤]到系統(tǒng)布線回路電阻測(cè)試儀的能量損耗，散熱，調(diào)試時(shí)間等多種因素，*滿足系統(tǒng)需求的PMU才是*合適的
2LP3925介紹
2.1LP3925簡介
通常描述恒流到恒壓的轉(zhuǎn)換電壓是電池的充電截止電壓，LP3925非常靈活的可以調(diào)整電源電壓和時(shí)序的全功能的PMU可以給TD-SCDMA 手機(jī)系統(tǒng)或者其他應(yīng)用處理器平臺(tái)供電。通常的描述里面回路電阻測(cè)試儀。但是實(shí)際的芯片設(shè)計(jì)中，充電電壓的檢測(cè)點(diǎn)經(jīng)常不是放在電池的引腳上，這樣充電過程中，由于充電器內(nèi)阻的關(guān)系，檢測(cè)點(diǎn)的電壓和電池引腳上的電壓會(huì)有一些差異，這就造成了實(shí)際測(cè)試時(shí)，電池引腳上的電壓還沒有到充電截止電壓時(shí)，充電器就已經(jīng)由恒流轉(zhuǎn)換到恒壓模式了下面這張圖是把datasheet32頁的圖優(yōu)化了一下，可以更好的幫助理解與非同步升壓控制器相比，TI*新同步升壓控制器可通過采用同步開關(guān)代替續(xù)流二極管將效率提高達(dá)10%無損電感DCR電流傳感可進(jìn)一步提高效率，減少熱耗散，從而可節(jié)省板級(jí)空間，降低材料清單成本。每款升壓控制器都支持熱關(guān)斷、頻率同步、打嗝模態(tài)電流限制以及可調(diào)線路欠壓鎖定功能。
支持 3V至 65V輸入電壓與高達(dá) 100V輸出電壓范圍。該控制器可便捷進(jìn)行配置，LM5122Q一款符合 AEC-Q100標(biāo)準(zhǔn)的同步升壓控制器。支持交錯(cuò)式多相位工作，從而可充分滿足啟停電壓穩(wěn)定器、高功率音頻放大器等高功率應(yīng)用需求回路電阻測(cè)試儀。強(qiáng)大的3A柵極驅(qū)動(dòng)電路支持高達(dá) 16V電壓，可為調(diào)節(jié)升壓 DC/DC滿足效率及尺寸要求實(shí)現(xiàn)高度的靈活性。由于電感器的伏秒乘積在這兩種開關(guān)狀態(tài)下必須保持相等，也就是tonVin必須等于toffVoff因此電感的逆向電壓就成為FET導(dǎo)通時(shí)間，或是負(fù)載週期的函數(shù)；改變開關(guān)的負(fù)載週期就能控制輸出電壓的大小回路電阻測(cè)試儀計(jì)量的管理，其值可由Vout=Vin/1-d簡單公式計(jì)算。此公式只在連續(xù)導(dǎo)通模式（continuconductmode中有效回路電阻測(cè)試儀，而該模式的定義則是電感電流在所有時(shí)間都為正值。