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回路電阻測試儀系統(tǒng)結(jié)構(gòu)
回路電阻測試儀系統(tǒng)結(jié)構(gòu)
然而問題來了此時回路已經(jīng)斷開，前面我說過了電感內(nèi)的磁能會在電感斷電時重新變回電。電流無處可以，磁如何能轉(zhuǎn)換成電流呢？很簡單，電感兩端會出現(xiàn)高壓！電壓有多高呢？無窮高，直到擊穿任何阻擋電流前進的介質(zhì)為止。
用Max+PluII軟件編譯、仿真和邏輯綜合后回路電阻測試儀，本文數(shù)字電壓表的功能由VHDL程序決定。下載到CPLD芯片EPF10K10LC84-4CPLD工作主頻為100MHz邏輯綜合占用了174個邏輯單元，資源利用率為30％。本文所設(shè)計的數(shù)字電壓表電路板已通過硬件測試回路電阻測試儀主要的優(yōu)點，能測量和顯示05V弱電壓信號，準確度為0．02V并已在校EDA 工程實訓(xùn)中心測試成功。保持CPLD芯片不變，將輸入信號改為溫度信號、濕度等信號分別測試時，均能顯示相應(yīng)的數(shù)字值，因此，基于這種設(shè)計方法的數(shù)字電子系統(tǒng)具有很強的靈活性。
1數(shù)字電壓表的構(gòu)成及工作原理
幾乎覆蓋了電子電工測量、工業(yè)測量、自動化系統(tǒng)等各個領(lǐng)域。數(shù)字電壓表是諸多數(shù)字化儀表的核心與基礎(chǔ)。以數(shù)字電壓表為核心擴展成的各種數(shù)字化儀表。
為了提高電源的驅(qū)動能力，放大電路后面加入了一個射極輸出器。由于MA X522輸出的電壓范圍為0~2.4V,而要求的電壓輸出范圍為0~12V,所以需要將MA X522輸出放大5倍。同時。
用以減小輸出電阻并使放大頻率頻寬增大。**級μA741A NA 構(gòu)成電壓正向比例放大電路。放大后的電壓信號接入射極輸出器ZTX453,電壓電流放大電路如圖所示。主要包括2個μA741高增益運算放大器組成的放大部分及三極管ZTX453組成的射極輸出部分回路電阻測試儀。**級μA741A N為負反饋緩沖電路。放大輸出信號的電流。注意，此部分電路發(fā)熱量比較大，需要再擴接散熱片進行散熱。串聯(lián)諧振技術(shù)應(yīng)用在感應(yīng)加熱、逆變焊機等高頻逆變器中，能實現(xiàn)主開關(guān)管的ZCS或ZVS有效提高功率因素，實現(xiàn)大功率輸出。本文介紹一種高頻高壓串聯(lián)諧振技術(shù)，將三相市電經(jīng)整流與逆變后輸出中壓方波，升壓變壓器將逆變器的輸出提升到一定電壓再利用變壓器的漏感與負載串聯(lián)諧振，達到所要求的負載電壓。此技術(shù)應(yīng)用前景廣闊，臭氧發(fā)生器、材料表面處理及污水凈化中都有應(yīng)用。
2系統(tǒng)結(jié)構(gòu)及工作原理
逆變器選用IGBT模塊，圖1給出了高壓串聯(lián)諧振電源系統(tǒng)框圖。本電源是為材料表面處理設(shè)備研制的包括：三相ACDC變換器、電壓型半橋串聯(lián)諧振逆變器、超音頻升壓變壓器和負載。超音頻變壓器用于負載阻抗匹配。工作頻率約為20kHz系統(tǒng)工作時，呈現(xiàn)小感性回路電阻測試儀，為零電流導(dǎo)通。對于感性負載，一個工作周期中，功率器件導(dǎo)通的順序是二極管在先，IGBT后，這就保證了IGBT零電流條件下導(dǎo)通（ZCSON導(dǎo)通后電流上升速度受到諧振電路的限制，因此，IGBT開通損耗很小。另外如圖2所示，IGBT吸收電容Cr1和Cr2接入，限制了IGBT關(guān)斷時的電壓上升率回路電阻測試儀的研制過程，減小了關(guān)斷損耗。
利用負載諧振的RLC串聯(lián)諧振電路其諧振頻率為fo=1
一個電池對一個線圈通電，相信有初中文化是壇友們都知道。這是個電磁鐵。不論你否科盲，一定會奇怪，這有什么值得分析的呢？有！要分析它通電和斷電的瞬間發(fā)生了什么。
電可以變成磁，線圈（以后叫作“電感”有一個特性---電磁轉(zhuǎn)換。磁也可以變回電。當(dāng)通電瞬間，電會變?yōu)榇挪⒁源诺男问絻Υ嬖陔姼袃?nèi)。而斷電瞬磁會變成電，從電感中釋放出來。
斷電瞬間發(fā)生了什么：收”變壓器次級產(chǎn)生的正弦波能通過Cs和MOSFETQ1Q2寄生電容回路電阻測試儀，現(xiàn)在看看下圖。從而減少了同步整流器的損耗。其中CgdCgCd分別是MOSFET管的門?漏、門?源以及漏?源極之間的寄生電容）
4外驅(qū)動（電壓驅(qū)動型）同步整流技術(shù)[1]
附加驅(qū)動電路須由變換器主開關(guān)管的驅(qū)動信號控制。如圖5所示。為了盡量減少負載電流流過寄生二極管的時間，外驅(qū)動同步整流技術(shù)中MOSFET驅(qū)動信號需從附加的外驅(qū)動電路獲得。為了實現(xiàn)驅(qū)動同步。須使次級中的兩MOSFET能在一周期內(nèi)均衡地輪流導(dǎo)通，即兩個MOSFET驅(qū)動信號的占空比為50％的互補驅(qū)動波形。外驅(qū)動電路可以提供**的時序，以達到上述要求。但為了避免兩MOSFET同時導(dǎo)通而引起的次級短路現(xiàn)象，應(yīng)留有一定的死區(qū)時間。雖然外驅(qū)動同步整流比起傳統(tǒng)的自驅(qū)動同步整流具有較高的效率，但它卻要求附加復(fù)雜的驅(qū)動電路，而且會帶來驅(qū)動損耗。特別在開關(guān)頻率較高時回路電阻測試儀，驅(qū)動電路的復(fù)雜程度和成本都較高，因此外驅(qū)動同步整流技術(shù)并不適用于開關(guān)頻率很高的變換器。
前半周期，HSPWM控制信號Uvi與Uv2Uv3與Uv4極性相反。DSP中只需要兩個全比較單元。如UV1與UV2控制信號。CMPRx設(shè)置為0則輸出相對應(yīng)的高、低電平控制信號，后半周期，利用中斷更新CMPRx值即可獲得圖3所示的UVI與Uv2控制信號UV3與UⅥ控制信號。同理可獲得。產(chǎn)生HSPWM控制信號的軟件流程如圖6所示。
3．2PI算法的軟件
需要采樣輸出電壓的平均值。電壓采樣值低于3．3V可直接輸入DSPAD通道進行轉(zhuǎn)換以獲得Vfk再確定Kp和K1即可。采用平均電壓反饋的逆變器。
還需對PI調(diào)節(jié)器加以限制．當(dāng)偏差值輸入較大時回路電阻測試儀穩(wěn)定的調(diào)速，實際應(yīng)用中。輸出值會很大回路電阻測試儀，可能會使輸出飽和，這樣對開關(guān)管有很大的沖擊，而且會導(dǎo)致系統(tǒng)不穩(wěn)定。所以需要對PI調(diào)節(jié)器的輸出限幅，即當(dāng)Iuk|>umax時，令u=umax或u=umin。